一、rcd吸收電路原理分析：
反激式開關電源的原理是：Q1導通時，T1原邊儲存磁能。Q1關斷時，T1次邊釋放之前儲存的能量。
Q1關斷時，由電感電流不會突變的特性，原邊勵磁電感的電流因Q1關斷而失去繼續流動的通路，電壓上升，其產生的感應電動勢將會很高以致Q1擊穿損壞。加入RCD吸收保護電路后，感應電動勢使二極管D正偏導通(開關電壓被吸收二極管所嵌位，約為1V左右)，勵磁電感儲存的能量為電容C充電、被電阻R消耗，由電容端電壓不會突變的特性，感應電動勢的幅度被限制在不大的數值范圍內，避免Q1擊穿損壞。
為了簡化，其他的元器件已去掉，工作過程：Vin是整流之后的直流脈動電壓，當開關管Q1關斷時，漏極電流迅速下降，變壓器原邊電流給Cds充電，D1導通。由于C1容值遠大于Cds，所以Lk釋放的能量主要給C1充電。
由于電容電壓具有不能突變的特性，且電容值越大電壓變化率越小，因此C1的存在，降低了開關管漏源電壓尖峰值，減小了開關管電壓變化率，電源的EMI也就較好。
當繞組中的電流反向時，D1截止，C1充電結束，此時C1通過R1放電，C1吸收的漏感能量通過R1來消耗。
二、rcd吸收電路設計
1、測量主變壓器的初級漏感電感量Lr
這兩種鉗位電路均是為了吸收漏感的能量以降低主開關管的電壓應力，既然是吸收漏感的能量，顯然我們要知道變壓器的漏感能量有多大。然而，需要知道漏感能量有多大，需要知道漏感多大，因此第一步我們就要測量變壓器的漏感Lr。
2、計算漏感能量E
E=1/2*Lr*Ipk2
3、確定Vcmax或Vtvs
一般我們至少要給MOS電壓應力留有10%的裕量，保守情況留有20%的裕量，尤其是沒有軟啟動切功率相對較大的電源里，這里我們取20%的裕量。所以就有Vcmax（Vtvs）=80%*Vdsmax-√2*Vinmax。
4、確定△Vc，Vcavg，Vcmin（TVS方案無此步驟）
RCD電路中C1兩端電壓是變化的，主開關關斷時漏感能量迅速將其充電至Vcmax，然后通過R慢慢放電到Vcmin。這個△Vc一般我們會設計在10%-15%Vcmax左右。有了△Vc即可得到Vcavg，Vcmin。
5、確定R2大小
在第二步中我們已經計算出了漏感能量，假設我們的漏感能量全部被轉移到C1（或被TVS消耗掉）中，那么R2上必然消耗掉這些能量。當然，漏感的能量不會全部轉移到C1中或被TVS消耗掉，但是作為一個理論設計指導，此假設是合理的（假設誤差由實際測試結果來調整）。
所以，Vcavg2/R=E*f
由此式即可計算出R2的大小，亦可得出R2的功率要求，一般要保證R2的功率要大于此功率（E*f）的1.5-2.5倍。若為TVS則，TVS的功率也要和電阻的功率要求一樣，要大于1.5-2.5*E*f。
6、確定C1的大小
由第五步中的假設，可知：E=1/2*C1*（Vcmax2-Vcmin2）所以C1大小可求出。至此我們分析了R2，C1，ZD1（TVS）的設計流程，還有R1和D1的要求了。
7、R1可以改善EMI，同時限制D1的反向恢復電流，小功率電源中常用。
一般我們會選取幾十Ω左右，當然功率越大，Ipk越大，此電阻的損耗越大，所以要取的越小，大功率此電阻取幾Ω即可，甚至不要此電阻。大功率電源中慎用此電阻。
功耗要大于Ipk2*R1
8、D1一般用快恢復或超快恢復二極管
二極管電流電壓按一般裕量原則1.5Ipk，1.5Vcmax即可，功耗要求大于1/2*Ipk*Vf（DCM模式），CCM模式1/2*Ipk替換為初級平均電流即可，主要還是看此二極管的發熱量。關于D1用慢管的運用，一定要配合好R1且在小功率場合。
上面介紹了反向恢復慢的二極管（1N4007) 應用于 RCD鉗位線路的諸多好處： 效率高、鉗位電壓低、抑制振鈴、有助于減小 EMI 等等 ........ 那么是不是 1N4007 那里都可以用呢 ？
1. 由于反向恢復時間長，1N4007上的反向電流相對會大、發熱也多，尤其是在開機、過載或是輸出短路的時候。相對的電源可靠性要差， 所以在小功率的場合用的比較多 ~
2. 反向恢復的時間不能太長。只能用 Trr 大概是 2us左右 的 1N4007。（PI 的資料上講）規格書上沒有指定反向恢復時間的二極管不能用。
3. 在頻率比較高、CCM模式占空比大的情況下要格外注意。 一旦二極管反向恢復太慢，在還沒有完全截止的時候， MOS再次導通。會有可能造成二極管損壞，進而破壞整個電源系統。
下面總結了一下不同開關速度的二極管用于 RCD鉗位電路的性能對比。
rcd吸收電路參數
